Este artigo é de 1976, época em que a montagem de amplificadores potentes com transistores era comum. O amplificador, apesar de ser analógico com tecnologia algo antiga tem excelente qualidade, sendo encontrado em equipamentos comerciais da época.
Como exemplo de aplicação de transistores Darlington de alta potência, fornecemos neste artigo informações sobre o projeto e montagem de um amplificador de 60 Watts. Para a obtenção de componentes, ou para a elaboração de projetos similares, os revendedores IBRAPE devem ser consultados (Esta empresa que pertencia ao grupo Philips no Brasil não mais existe.)
Os circuitos apresentados nesta parte não se destinam a aplicações práticas imediatas; são ilustrativos das explicações teóricas.
1.lNTRODUÇÃO
Os transistores de potência Darlington complementares de base epitaxial, disponíveis atualmente, simplificam o projeto e a montagem de amplificadores de potência de áudio.
Este artigo fornece uma descrição geral das etapas de projeto de um amplificador com saída complementar, com alguns esclarecimentos sobre os aspectos onde é possível certa flexibilidade como, por exemplo, em relação ao tipo de fonte de alimentação e dos efeitos consequentes no projeto e proteção contra curto-circuitos.
Desde os pontos de vista dos valores limites SOAR dos transistores, é dada especial atenção a três condições: sobre-excitação, transitórios de comutação e curto-circuito da saída.
São dados pormenores da construção e rendimento de um circuito prático cuja saída é de 60 Watts. Sob a impedância de carga de 4 Ohms. O rendimento do amplificador supera em elevada margem os requisitos das normas DIN 45 500.
O circuito está projetado para funcionar tanto com fonte simples como com fonte simétrica.
2. ESPECIFICAÇÚES DO AMPLIFICADOR
Antes de analisar o projeto do circuito amplificador exporemos as características de rendimento desejadas. Devido ao fato de ser usual de pensar num amplificador em termos de certa saída obtida através da impedância de carga especificada, o projeto se inicia da saída e se desloca em direção à entrada.
A especificação do amplificador se dá em termos dos seguintes parâmetros (os valores assinalados para estes parâmetros determinam em grande parte o custo do amplificador e sua complexidade):
2.1. - PARÂMETROS
Potência de saída
Impedância de carga
Distorção
Sensibilidade de entrada e impedância de entrada
Resposta de frequência
Largura da faixa de frequências
Fator de amortecimento
Relação sinal/ruído
Condições térmicas
Devido ao fato de alguns desses parâmetros admitirem mais de uma interpretação, no item 2.2 eles são definidos. Também são indicados os valores estabelecidos em função das normas DIN 45 500.
Chamamos a atenção dos amantes de áudio para esses conceitos; assim poderão aproveitar e corrigir as “barbaridades" que se ouve a esse respeito!...
2.2 - DEFINIÇÃO DE TERMOS
POTÉNCIA DE SAÍDA
Das diferentes formas de se definir esse parâmetro, a mais comumente usadas são:
a) potência de saída senoidal - que é o valor eficaz, contínuo, medido da potência entregue à carga especificada durante um tempo maior que 10 minutos com um nível de distorção menor ou igual a 1%;
b) potência musical - que é a potência de saída do nível de distorção especificado com uma entrada senoidal, mas durante um intervalo de tempo tão pequeno que a tensão de alimentação não varia significativamente em torno de seu valor sem sinal.
Para um determinado amplificador, a saída de potência definida em (b) pode ser muito maior que a definida em (a). Sem dúvida, é evidente que a definição a se adotar deve ser decidida antes de se iniciar o projeto.
Neste artigo, todas as referências posteriores a potência são feitas em relação à definição (a). impedância de carga
O amplificador descrito na parte prática deste artigo pode ser usado com uma impedância de carga de 4 Ohms.
- Distorção
A distorção e o termo geral que inclui todas as causas devido às quais um amplificador deixa de produzir, em seus terminais de saída, uma forma de onda que seja uma exata réplica da forma de onde do sinal de entrada.
São definidos cinco tipos de distorção:
a) distorção harmônica - é a relação entre o valor eficaz do harmônico e o valor eficaz da frequência fundamental; o valor indicado normalmente nas especificações de amplificadores é a distorção harmônica total (dtot) que, em termos de distorção de harmônicos indivrduals d2, d3. d4 , et.c, pode ser dada por:
b) distorção por intermodulação - É a distorção não linear caracterizada por componentes na saída que têm frequências iguais às somas e diferenças de múltiplos inteiros das frequências componentes do sinal de entrada; a distorção de intermodulação está dada por:
As normas DlN 45 500 estabelecem para H = 250 Hz, f2 : 8 KHz, e a relação entre as tensões do sinal de entrada Vi (f1): Vi (f2) como 4:1.
Esta distorção normalmente está especificada para potência de saída total e não deve ser maior que 2% para amplificadores de potência.
c) distorção de intermodulação por transitórios se apresenta quando um elo de realimentação se estende a várias etapas e a frequência de corte sem realimentação destas etapas e menor que das etapas pré -amplificadoras precedentes.
Se um sinal de entrada tem suficiente amplitude e uma frequência maior que a de corte sem realimentação do amplificador de potência, são produzidos sobreimpulsos na tensão de excitação do elo interno da realimentação do amplificador e estes impulsos podem ser algumas centenas de vezes maiores que o valor nominal desta tensão.
Se não se dispõe de suficiente margem de sobrecarga nas etapas excitadoras do amplificador, os sobreimpulsos se recortariam e se produziriam então "salvas" de intermodulação de 100%.
Este efeito audível é similar ao da distorção cruzada de alta-frequência, para o qual o ouvido é extremamente sensível.
d) distorção cruzada - se apresenta em amplificadores em contrafase em classe E se a variação da corrente de um transistor a outro não é uma transição suave; isto ocorre invariavelmente devido à incorreta polarização da etapa de saída, o que produz uma descontinuidade no ponto de cruzamento da característica de transferência combinada.
e) distorção cruzada secundária - é devida à carga armazenada nas bases dos transistores de saída (especialmente); o efeito é a introdução de um retardo na passagem de uma metade da etapa de saída em relação à outra, de modo que se produzem curtos impulsos de distorção no ponto de cruzamento.
Normalmente, não se especificam as distorções ,(c), (d) e (e) devido ao fato de não haver método normalizado para sua medida. Sem dúvida, são mencionadas aqui brevemente, já que seus efeitos devem ser considerados no projeto de qualquer amplificador.
- Sensibilidade de entrada e impedância de entrada
A sensibilidade de entrada é o nível de sinal requerido na impedância de entrada para produzir a potência de saída normal.
As normas DIN 45500 estabelecem que a impedância de saída de um pré-amplificador não "deve ser menor que 47 k e que a tensão de saída obtida nesta impedância não deve ser menor que 1 V.
Portanto, este fato deve ser tomado como base para o projeto do circuito de entrada. do amplificador. No amplificador que descrevemos na parte prática deste artigo, a sensibilidade de entrada é de uns 500 mV através de uma impedância não menor que 75 k.
- Resposta de frequência
É a tensão de saída ou potência desenvolvida pelo amplificador através da impedância de carga especificada em função da frequência, para uma tensão de entrada especificada constante.
As normas DIN 45 500 estabelecem que, entre 40 Hz e 16 KHz a resposta deve estar dentro dos limites de mais ou menos 1,5 dB de um nível médio. A entrada se ajusta de modo que este nível médio esteja 6 dB abaixo da potência de saída máxima nominal (as últimas edições das normas DIN 45 500 indicam 10 dB abaixo da potência de saída máxima nominal).
- Largura de Faixa de Potência
A largura da faixa de potência é a resposta de frequência para um nível de distorção constante de sinal de saída (usualmente se toma dtot = 1%). Os limites desta resposta de frequência são os valores de frequência para os quais a potência de saída está 3 dB abaixo do nível que corresponde a 1 kHz. Devem ser menor que 40 Hz e maior que 12,5 kHz.
- Fator de Amortecimento
É a relação entre a impedância de carga externa e a impedância de saída do amplificador. As normas DIN 45 500 dão 3 como o mínimo valor para este fator, mas os amplificadores modernos alcançam, facilmente, um fator de amortecimento muito superior.
- Relação Sinal/Ruído
É a relação sinal/ruído S/N entre a tensão do sinal de saída para uma frequência especificada e o nível de saída para a tensão de ruído equivalente na saída.
Já que o espectro de frequências do ruído térmico é indefinido e os componentes de ruído em distintas partes do espectro não têm o mesmo nível sonoro, a relação S/N se mede, às vezes, por meio de uma rede especial (uma rede que tem uma resposta de frequência de acordo com a curva audível, descrita das normas DIN 45 405) que compensa essa desigualdade.
Tal medida se conhece como relação S/N ponderada Se, se mede sem esta rede, o resultado obtido é a relação S/N não ponderada.
- Condições térmicas
O amplificador deve ser projetado de modo que, abaixo das piores condições para uma temperatura máxima especificada, a temperatura máxima de junção (Tj max) não deve ser excedida em nenhum transistor.
3 - .Seleção dos transistores de saída
A eleição dos transistores de saída corretos para a etapa final de saída se baseia nas considerações de tensão de ruptura (VCEO- max), da corrente de coletor (ICM max) e do ganho de corrente (hFE) além do SOAR. (figura 1 e tabela l).
Estes parâmetros estão "incorporados" a cada dispositivo e, portanto, não podem ser modificados pelo projetista do circuito.
Deste modo, é possível realizar uma tabela que facilite a rápida escolha dos transistores corretos para uma determinada saída de potência. (figura 2).
4. ESTABILIDADE TÉRMICA
4.1. ESTABILIZAÇÃO DA CORRENTE DE REPOUSO
A estabilização das condições de funcionamento da etapa de saída é necessária devido a dispersão das características do transistor, das tolerâncias dos componentes e das variações da tensão de alimentação, além da dependência da temperatura de algumas características.
Uma dessas características é a corrente de repouso ICQ dos transistores de saída que aumenta com a elevação da temperatura da junção. Dependendo das condições do circuito, isto pode ocasionar uma elevada dissipação do coletor, a qual aumenta ainda mais a temperatura da junção e portanto a corrente de coletor.
Se produz, assim, a condição denominada ”aquecimento cumulativo" e se diz que o sistema é termicamente instável. O resultado final é a destruição dos transistores de saída.
Para evitar que se produza esta condição, ICQ é regulada com uma fonte estabilizadora que utiliza um transistor, um diodo e um dispositivo de coeficiente negativo de temperatura (NTC).
Na figura 3 (não são fornecidos os valores dos componentes por se tratar de ilustração e não para aplicação prática), a fonte estabilizadora é o transistor Q3 que funciona como um diodo regulador de tensão juntamente com R9 e R10.
O resistor R10 deve ser ajustado de modo que se obtenha VCE (Q3) aproximadamente igual à soma de VBE (Q4)e VBE (Q3) para a corrente ICQ de corrente contínua requerida nos transistores de saída. O coeficiente de temperatura é compensado aproximadamente frente à variação de temperatura ambiente de acordo com a relação de tensão VCE/VBE (_QB) que é resultante do ajuste de R10.
A variação dVCE/VBE (Q3) dos transistores individuais determina a efetividade da compensação.
O valor mínimo de ICQ (tipicamente 30 mA) se escolhe para mínima distorção cruzada; o valor máximo de ICQ se escolhe pela capacidade de dissipação do transistor.
Pode se calcular a máxima dissipação de potência (pior caso) para cada transistor de saída e determinar o radiador requerido. Para a estabilidade térmica, a dissipação em repouso deve ser menor que a máxima dissipação dinâmica e, portanto, pode-se calcular ICQ max.
Uma vez determinada a margem permissível de ICQ, pode-se calcular o mínimo valor do resistor de emissor R E que assegurará a estabilidade térmica.
A velocidade segundo a qual diminui a corrente de repouso após a potência de CA total não depende somente do valor de RE como também do acoplamento térmico entre o transistor estabilizador e o radiador do transistor de saída.
A figura 4 mostra os resultados da variação do acoplamento térmico. No caso, (c) o acoplamento térmico é elevado, o qual pode produzir uma oscilação lenta de ICQ com efeito resultante adverso na distorção cruzada.
4.2. - PROJETO DO RADIADOR
A temperatura da junção de um transistor é função da potência dissipada e da temperatura ambiente. A temperatura da junção Tj é dada por:
onde:
(Tamb) é a temperatura ambiente, Rthj é a resistência térmica entre a junção e o ar circundante e (Ptot) é a potência total dissipada.
A máxima temperatura da junção normalmente e fornecida pelo fabricante do transistor: a máxima temperatura para a qual se projeta o equipamento é conhecida do projetista e a dissipação de potência pode ser calculada para as piores condições de funcionamento.
A dissipação do pior caso, para transistores de saída numa configuração de alta-fidelidade em classe B é dada por:
onde: VA é a tensão de CC total através do transistor para uma excursão de 2/? (em circuito de saída complementares esta se toma como a tensão no ponto médio); RL é a impedância da carga externa e RE e a resistência de emissor. Os valores RL e RE da equação (IV) devem ser os valores nominais; os fatores 1,1 e 0,8 dão a dissipação de potência quando a tensão de alimentação é superior à nominal e a impedância de carga é uns 20% inferior à nominal.
Voltando a equação (lll) pode-se calcular um valor para Rth j-a de modo que não seja excedida a máxima temperatura da junção:
A resistência térmica entre a junção e o ar ambiente pode ser representada por um circuito série (figura 5) que compreende:
Rth jmb, Rth mb-h, Rm h-a-. A transferência de calor ocorre primeiro entre a junção e a base de montagem e depois, através do radiador, para o ar ambiente.
Devido à possibilidade de contacto térmico imperfeito entre a base da montagem e o radia- dor, se utiliza uma substância apropriada (graxa de silicone ou um material de propriedades semelhantes).
Os transistores de potência elevada às vezes têm o coletor conectado a cápsula e assim em uma configuração complementar que tem ambos os transistores montados em um mesmo radiador, pelo menos um transistor deve estar isolado da massa.
Isso se realiza normalmente inserindo um isolante de mica entre a base de montagem do transistor e o radiador. Os terminais de montagem e os parafusos se isolam mediante arruelas e tubos de passagem em material isolante.
Se necessário, pode-se melhorar o contacto térmico entre a base de montagem o isolante de mica e o radiador utilizando-se um composto químico.
São disponíveis diversos tipos de acessórios dissipadores apropriados para os diversos tipos de transistores, Já que os valores de Rth j-mb e Rth mb-h são conhecidos a partir de dados fornecidos, só resta calcular o valor de Rth h-a mediante a seguinte expressão:
A resistência térmica Rth h-a depende da dissipação de potência, das condições da superfície, da posição de montagem e, no caso de radiadores planos, da espessura do radiador, e finalmente, do tipo de cápsula utilizada para o transistor.
O tipo de radiador e suas dimensões são determinados a partir do valor Rth h-a calculado mediante os gráficos que são dados nas figuras 6 e 7.
O gráfico da figura 7 compreende 4 secções que se utilizam conforme explicado na figura 6. A secção 1 mostra a dependência entre a resistência térmica, a orientação e acabamento da superfície do radiador.
A secção 2 mostra a influência da dissipação de potência em condições de livre convecção na resistência térmica. A secção 3 mostra a variação da resistência térmica em função da área e da espessura do radiador, para radiadores planos, ou do comprimento (no caso de radiadores de extrusão).
A secção 4 mostra a influência da cápsula resistência térmica.
Observe-se que a secção 1 das curvas do radiador se referem a um acabamento pintado do radiador. Com efeito, a cor da pintura é relativamente pouco importante: a resistividade térmica do radiador de placa plana pintado de branco brilhante é somente uns 3% maior que a do mesmo radiador pintado de preto.
Com radiadores com aletas (extrudadas) a pintura é menos efetiva, mas também digna de se levar em conta. O anodizado e o ataque químico diminuem a resistividade térmica. As pinturas metálicas, tais como a pintura de alumínio, têm uma emissividade mais baixa, mas são umas 10 vezes melhores que um acabamento metálico de alumínio brilhante.
As curvas completas do radiador, que. somente se aplicam a radiadores de alumínio, são dadas na figura 7.
5. TRANSITÚRIOS E SOAR.
Neste artigo supomos um conhecimento das curvas da área de segurança de funcionamento (SOAR).
No projeto de amplificadores de áudio devem ser examinadas três condições dos transistores de excitação e saída para se ter segurança, não se ultrapassando os valores limites SOAR.
Estas condições são:
a) condições se sobre-excitação do amplificador de potência;
b) transitórios devidos a efeitos de conexão da fonte de alimentação;
c) condições de curto-circuito.
O caso (a) se apresenta quando a entrada do amplificador de potência se sobre -excita até ao ponto de máxima excursão na característica IC/VCE- o rendimento do amplificador, neste caso, deve ser comprovado para as condições do pior caso de carga e de tensão de alimentação.
Para esta prova, a impedância de carga (representada por RL e LL ern série), a tensão de alimentação Vs, a frequência f1 e a tensão de entrada Vi do amplificador, assim como a impedância do gerador Ri, devem ser iguais aos valores indicados na Tabela II para cargas nominais de 4 ou 8 Ohms.
Vso é a tensão de alimentação nominal sem carga Vi nom é a tensão de entrada para potência de saída total.
O caso (b) se apresenta especialmente em amplificadores que utilizam fontes de alimentação assimétricas onde a corrente de carga de comutação em CL (figura 8) provoca um transitório através de Q1 que poderia ser superior ao valor nominal do SOAR.
Se o tempo RC de Vs é menor que o tempo RC da tensão no ponto médio VA, o que ocorre, quase sempre, é que Q1 começará a conduzir enquanto que VA é ainda zero.
Assim, é possível que circule uma grande corrente através de Q1, enquanto sua VCE é elevada.
As figuras 9a e 9b mostram, respectivamente, as excursões de VCE e le para estes transitórios de conexão em um amplificador experimental de 25 W e 4 Ohms.
Neste caso, CL é de 2 200 uF e RL é de 4 Ohms. A figura 9c mostra o correspondente pico de potência retangular derivado de igual amplitude e conteúdo de energia. Isto mostra uma potência de pico de 35 W para uma duração de 25 ms.
A figura 10 mostra a excursão do transitório de conexão traçado na curva SOAR de CC para o transistor BD267.
A temperatura da base de montagem, durante a conexão, será baixa, de modo. que Tmb pode ser tomada igual a 259C. Sem dúvida, este ponto não é muito importante, visto que o comportamento na segunda ruptura dos dispositivos Darlington de base epitaxial é independente da temperatura.
Em teoria deveria ser calculado se a curva SOAR para 25 ms fosse considerada, mas seu desvio com relação à curva de CC seria tão pequeno (que, na prática, pode ser usada esta última.
Se são utilizadas redes de proteção contra curto-circuitos, é necessário comprovar-se o rendimento SOAR do amplificador sob condições reais de curto-circuito (caso c). As condições de prova são as seguintes:
- curto-circuito nos terminais de saída
- gerador de onda senoidal com Ri = 600 Ohms
- excursão de excitação para saída de potência nominal em todas as frequências, entre 20 Hz e 20 KHz.
Em nenhum momento, durante esta prova, devem ser excedidos os valores SOAR.
6. PROTEÇÃO CONTRA CURTO-CIRCUITO
Em amplificadores em simetria complementar classe B, como o que descrevemos na parte prática deste artigo, uma saída curto-circuitada fará com que os transistores drenem uma corrente superior ao seu valor nominal. A não ser que os transistores sejam extremamente robustos, estarão. sujeitos à destruição.
Para potências de saída baixas (inferiores a 25 Watts) um fusível na linha de alimentação se é utilizada uma fonte simétrica..
Para potências de saída elevadas(superiores a 25 W), é aconselhável um circuito de proteção eletrônico. A seguir descrevemos dois métodos de proteção.
6.1. Circuitos de disjunção de corrente
A figura 11 mostra um simples circuito (dentro das linhas tracejadas); funciona da seguinte maneira; a corrente através do transistor de saída Q3 é controlada pela tensão entre os pontos E e C, ou seja, pela soma das tensões através de R7 e R2 e por VBE de Q3.
O aumento da corrente de saída através de 03 faz com que aumente a tensão entre E e C, até que eventualmente o ponto D se faz positivo em relação ao ponto E.
Um novo aumento em um ponto pré-determinado fará com que a tensão no ponto D faça conduzir o transistor Q1 através do divisor de tensão R1-R5(o ponto de passagem para condução se ajusta por meio de R5).
Se Q1 conduz, o sinal de excitação é desviado da base de Q3 e, quanto mais se excita o circuito, maior é a condução do transistor Q1, tendendo a bloquear 03. Deste modo, a proteção contra curto-circuito se efetua reduzindo a corrente através de Q3 a um nível pré-estabelecido.
O transistor complementar de saída Q4 está protegido de forma similar pela passagem à condução de Q2. O diodo D2 impede a circulação da corrente inversa na junção coletor/base de 01 se o transistor Q4 conduz e analogamente para D2, Q2 e Q3.
O ajuste dos circuitos da figura 11 se efetua da seguinte maneira: são conectados às entradas de um osciloscópio de duplo feixe, através dos resistores de emissor R7 e R8. É ligado um resistor de 2,2 Ohms (amplificadores de 4. Ohms) ou um resistor de 3,9 Ohms (amplificadores de 8 Ohms) através da saída do amplificador.
A dissipação nominal do resistor, por suposição, depende da saída nominal do amplificador. Ajustar R5 e R6 em suas posições médias.
A partir do conhecimento da corrente de emissor do transistor de saída para a qual deve começar a proteção e o valor dos resistores de emissor, calcular a tensão de sinal de pico através de R7 e R8.
Introduzir um sinal de 1 000 Hz na entrada do amplificador (de suficiente amplitude para produzir a tensão de pico calculada através de R7 e R8).
Ajustar, agora, R5 ao começo do recorte da tensão através de R7 (figura 12a). Ajustar, depois, R6 para dar uma forma de onda através de R7 e R8 similar à representada na figura 12b.
A figura 13 mostra um circuito algo mais complexo. Neste circuito Q1/Q2 e Q3/Q4 são conectados como tiristores para proteger os transistores de saída Q5 e Q6.
Pelo dito, se vê que é viável a substituição dos "tiristores" em questão por tiristores reais como, por exemplo, o BRY39.
Este circuito opera da seguinte maneira: se a corrente em Q5 alcança certo valor pré-determinado pelo divisor de tensão R2-R3, o tiristor Q1/Q2 dispara desviando, assim, toda a corrente, de base de Q5.
O tiristor volta à posição de repouso automaticamente durante o semiciclo seguinte.
A inclusão de R1 aumenta a proteção proporcionada pelo circuito para cobrir uma excessiva tensão da fonte de alimentação.
Se Vs aumenta acima de um valor determinado por R1, os tiristores disparam.
Na configuração excitadora da figura 13, o diodo D3 previne a segunda ruptura do transistor de excitação.
Se se utiliza um circuito excitador convencional, a saída curtocircuitada produzirá uma forte corrente através do excitador e circulará uma elevada corrente através dos transistores Q3 e Q4.
Como há sempre uma tensão de coletor elevada no excitador quando a saída está curtocircuitada, haveria o perigo de segunda ruptura deste transistor, não fosse a presença de D3.
6.2. Circuito limitador de corrente
A figura 14 mostra um circuito básico para proteção de curto-circuito mediante a limitação de corrente.
Neste caso, a corrente através do transistor de saída Q3 está controlada pela detecção da tensão através do resistor de emissor R7. Esta tensão é aplicada à base de Q1 por meio do divisor de tensão R2-R3.
Se a corrente de saída ultrapassa certo valor, Q1 conduz e deriva toda a nova corrente de base de Q3. Assim, a corrente de saída fica limitada a um valor pré-determinado.
Como com o circuito anterior, a proteção contra uma excessiva tensão de alimentação se obtém através de R1 , o que produz o mesmo efeito que uma tensão excessiva através de R7. Proteção SOAR.
7. FONTES DE ALIMENTAÇÃO
As fontes de alimentação, para amplificadores de áudio, normalmente utilizam um de dois tipos de circuito retificador: um retificador de onda completa (fig. 15-a) ou um retificador de ponte (fig. 15-b).
Os amplificadores da classe de saída –de potência mais elevada usam frequente- mente o circuito da figura 15-b devido ao fato de que não se requer tomada central do secundário do transformador.
Os circuitos de fonte de alimentação, podem, ademais, se subdividir em configurações simétricas e assimétricas, como se mostra na figura 16, para o caso de retificador em ponte (considerações similares se aplicam ao retificador de onda completa).
Ambas as configurações têm desvantagens e vantagens e corresponde a cada projetista eleger a adequada de acordo com suas necessidades.
O amplificador em que se baseia este artigo usa uma fonte de alimentação assimétrica. É projetado para uma fonte não estabilizada que tem uma resistência interna tal que a tensão de alimentação com carga total seja 15% inferior à tensão sem carga.
Visto que os transistores de saída para uma determinada potência de saída são os mesmos qualquer que seja o tipo de fonte de alimentação, os projetos do amplificador podem ser adaptados facilmente para uma fonte simétrica.
7.1. Vantagens de uma fonte simétrica
Não se requer capacitor eletrolítico de saída em série com o alto-falante. Isto apresenta duas vantagens adicionais: a primeira é que se eliminam os transitórios de comutação de saída e do alto-falante.
Isto é importante em outro aspecto, ou seja, a limitação da excursão SOAR dos transistores de saída (especialmente importante em amplificadores de elevada potência onde o capacitor de saída em alimentação assimétrica deve ter um elevado valor, por exemplo, no canal do Woofer em sistemas de realimentação cinética).
A segunda vantagem é. que. a ausência do capacitor de saída proporciona uma largura de faixa muito boa para as baixas frequências.
O nível de recorte devido ao zumbido é simétrico.
7.2. Desvantagens de uma fonte simétrica
É necessário um transformador com secundário dotado de tomada central.
A tensão do ponto médio VA (fig. 17) deve ser próxima de zero, já que, de curto modo, ocorreria uma polarização do alto-falante.
Uma baixa tensão "offset" é especialmente importante nos casos em que se alimente um alto-falante eletrostático a partir de um transformador com resistência de primário muito baixa.
Uma boa solução tecnicamente viável, é utilizar uma etapa amplificadora diferencial com um gerador de corrente para a etapa de entrada do amplificador de potência.
A simples proteção contra curto circuito requer dois fusíveis, em lugar de um único requerido por uma fonte de alimentação assimétrica.
